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功率MOSFET：修订间差异

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==== 包裝電感 ====
==== 包裝電感 ====
MOSFET的晶元需要和和外部的電路連接，多半會用[[打線接合]]的方式連接到MOSFET的端子（目前也在研究其他的接方式）。接線中會有雜散電感，這不是專門針對MOSFET的技術，但若在高速切換下，會有很明顯的效應。雜散電感會使電流維持定值，在晶體關閉時會產生大電壓，因此會增加切換損。
MOSFET的晶元需要和和外部的電路連接，多半會用[[打線接合]]的方式連接到MOSFET的端子（目前也在研究其他的接方式）。接線中會有雜散電感，這不是專門針對MOSFET的技術，但若在高速切換下，會有很明顯的效應。雜散電感會使電流維持定值，在晶體關閉時會產生大電壓，因此會增加切換損。

雜散電感在MOSFET的每一個端子都會出現，其影響不同：
* 閘極電感很小（假設小於數百nF），原因是閘極的電流梯度比較慢，。不過有時閘極電感和電晶體的輸入電容器會產生[[电子振荡器|振荡]]，可能會產生很大的切換損失，甚至會破壞設備，因此要設法避免。在一般的設計中，會維持雜散電感很低，讓此一現象不會出現。
* 汲極電感會在MOSFET導通時設法減少汲極電壓，因此可以降低切換導通損失（turn-on loss）。不過在關斷MOSFET時也會產生大電壓，因此會增加關斷損失（turn-off loss）。


== 相關條目 ==
== 相關條目 ==

2020年10月29日 (四) 15:51的版本

二個SMT，TO-263（英语：TO-263）包裝的功率MOSFET。若在有適當散熱情形下，其截止電壓是120伏特，連續運作電流為30安培
IRLZ24N 功率MOSFET，是通孔插装技术的TO-220（英语：TO-220）AB包裝。從左到右的針腳為：閘極（邏輯電位）、汲極、源極。最上方的金屬片也是汲極，和第2腳短路[1]

功率MOSFET是專門處理大功率的電壓和電流的金屬氧化物半導體場效電晶體（MOSFET），也是功率半導體（英语：power semiconductor device）的一種。和其他功率半導體（例如絕緣柵雙極晶體管或晶閘管）比較，功率MOSFET的優點是其切換速度快，在低電壓下的高效率。功率MOSFET和IGBT都有隔離的閘體，因此在驅動上比較容易。功率MOSFE的缺點是增益較小，有時閘極驅動的電壓甚至比實際要控制的電壓還低。

MOSFET及互補式金屬氧化物半導體（CMOS）技術持續的演進，自1960年起已用在集成电路上，這也是功率MOSFET的設計得以實現的原因。功率MOSFET和一般信號級的MOSFET原理相同。功率MOSFET常用在电力电子学，是源自信號級的MOSFET，自1970年代開始有商品販售[2]。

功率MOSFET是最常見的功率半導體（英语：power semiconductor device），原因是因為其閘極驅動需要的功率小、以及快速的切換速度[3]、容易實施的並聯技術[3][4]、高頻寬、堅固性、偏壓簡單、容易使用、也容易維修[4]。在低壓（200V以下）的應用中，功率MOSFET是最常見的功率半導體。功率MOSFET可以用在許多不同的領域中，包括大部份的電源供應器、直流-直流轉換器、低電壓电机控制器等，以及許多其他的應用。

歷史

参见：MOSFET、横向扩散金属氧化物半导体和IGBT

金屬氧化物半導體場效電晶體是贝尔实验室的Mohamed Atalla（英语：Mohamed M. Atalla）和Dawon Kahng（英语：Dawon Kahng）在1959年發明的，是电力电子学的一大突破。MOSFET一代一代的推進，讓電力電子元件的設計者可以達到雙極性電晶體無法達到的性能以及功率密度[5]。

日立製作所在1969年發明了第一個垂直式的功率MOSFET[6]，之後稱為VMOS（V 型槽MOSFET）[7]。日本産業技術綜合研究所（英语：National Institute of Advanced Industrial Science and Technology）的Y. Tarui, Y. Hayashi和Toshihiro Sekigawa首次提出有自對準閘極（英语：self-aligned gate）的雙擴散MOSFET（DMOS）[8][9]。1974年時，日本东北大学的西澤潤一發明了用在音頻上的功率MOSFET，很就由山葉公司生產，用在高保真音頻功率擴大器（英语：Audio power amplifier）。JVC、Pioneer、索尼及东芝也開始在1974年開始生產有功率MOSFET的放大器[10]。Siliconix在1975年開始販售VMOS[7]。

VMOS和DMOS發展成當時所謂的VDMOS（垂直型DMOS）[10]。惠普實驗室John Moll（英语：John L. Moll）的研突團隊在1977年製作了DMOS的原型，展示DMOS比VMOS優越的特性，包括低導通阻抗以及高崩潰電壓[7]。日立在同一年開發了横向扩散金属氧化物半导体（橫向DMOS），屬於平面型的DMOS。日立是1977年至1983年之間，唯一的LDMOS製造商，當時的LDMOS是由HH Electronics（英语：HH Electronics）和Ashly Audio（英语：Ashly Audio）用在音頻功率擴大器中，也用在音樂以及公共廣播系統（英语：public address system）中[10]。當2G數位蜂窝网络在1995年開始使用時，LDMOS廣為使用在2G、3G等無線網路的無線電功率擴大器（英语：RF power amplifier）中[11]，後來也用在4G網路中[12]。

Alex Lidow（英语：Alex Lidow）於1977年在史丹佛大學和Tom Herman共同發明了HexFET，六邊形的功率MOSFET[13][14]。國際整流器公司（英语：International Rectifier）在1978年開始販售HexFET[7][14]。絕緣柵雙極晶體管（IGBT）結合了功率MOSFET以及雙極性電晶體（BJT）的特點，是由通用电气的B·賈揚特·巴利加在1977年至1979年所發明的[15]。

超接合面（Super Junction）MOSFET是用P+ columns穿透N-外延層的MOSFET。將P層和N層疊層的概令念最早是由大阪大学的Shozo Shirota和Shigeo Kaneda在1978年提出[16]。飛利浦的David J. Coe發明了超接合面的MOSFET，作法是將p型及n型的層對調，並且因此在1984年申請了美國專利，在1988年通過[17]。

應用

参见：MOSFET和IGBT

功率MOSFET是最常用到的功率半導體[3]。截至2010年 (2010-Missing required parameter 1=month!)，功率MOSFET佔功率半導體市場的53%，比絕緣柵雙極晶體管（27%）射頻功率放大器（英语：RF power amplifier）（11%）及雙極性電晶體（9%）要多[18]。截至2018年 (2018-Missing required parameter 1=month!)，每年銷售的功率MOSFET超過五百億個[19]，其中包括溝槽式（Trench）功率MOSFET，到2017年二月為止已銷售一百億個[20]，以及意法半導體的MDmesh（超接合面MOSFET），截至2019年 (2019-Missing required parameter 1=month!)已販售五十億個[16]。

功率MOSFET廣為使用在消費電子產品中[21][22]。

RF DMOS，也稱為RF功率MOSFET，是設計在射頻（RF）應用的DMOS功率電晶體，用在許多電台廣播及無線電應用中[23][24]

功率MOSFET也常用在运输技術中[25][26][27]，包括許多不同種類的载具。

在汽車產業中[28][29][30]，功率MOSFET是常見的汽車電子元件[31][32][21]。

功率MOSFET（包括DMOS、LDMOS及VMOS）也可以用在其他的應用領域中。

基本結構

圖1：VDMOS的截面，是一個基本單元。單元其實非常的小（數微米到數十微米的寬度），功率MOSFET中有上千個類似的單元

在第一個商用功率半導體問世的1970年代，已研發了許多的結構，不過大部份（至少到目前為止）已不再開發，主要的結構為垂直擴散MOS（VDMOS）結構（也稱為是雙擴散MOS，或DMOS）,以及横向扩散金属氧化物半导体（LDMOS）結構。

VDMOS的截面（如圖1）可以看出元件的「垂直特性」：可以看出源極電極放在汲極的上方，在電晶體導通時，電流主要是垂直路徑。VDMOS的「扩散作用」是指其製程。P極井（如圖1）是透過扩散過程形成（其實是雙重擴散過程，產生P和N+區，因此稱為雙擴散）。

功率MOSFET和側向MOSFET的結構不同：就像大部份功率元件一樣，其結構是垂直的，不是水平的。在平面結構中，電流和击穿电压額定都是通道大小的函數（也就是通道的長和寛），因此在矽晶面積上沒有有效率的使用。在垂直架構中，電晶體的電壓額定是N磊晶掺杂及厚度的函數（可以參考圖1），而電流額定是通道寬度的函數。因此可以讓電晶體在小的矽晶元中，可以維持高截止電壓以及大電流額定。

LDMOS是側向結構的功率MOSFET，主要是用在高端音響放大器[10]以及無線蜂窝网络（例如2G、3G[11]及4G[12]）用的無線電功率放大器 。好處是在飽和區（對應電晶體的線性區）特性比VDMOS好。VDMOS主要用在切換的應用中，只會有開和關二個狀態，不需考慮飽和區的特性。

導通電阻

圖2：MOSFET的不同部份對導通電阻的貢獻

當功率MOSFET在導通狀態時，在汲極和源極之間有電阻性的行為。在圖2中可以看到電阻（稱為RDSon，表示導通時，在汲極和源極之間的電阻）是以下電阻的和：

  • RS是源極電阻。代表了從封裝的端子到MOSFET通道之間的所有電阻：包括打線接合的電阻、源端金屬化的電阻,以及N+井的電阻。
  • Rch是通道電阻，和通道寛度成反比，and for a given die size, to the channel density.。通道電阻是低壓MOSFET中，RDSon的主要貢獻來源，因此有許多的研究是在縮小晶元大小，增加通道密度。
  • Ra是接触电阻，若電阻的方向從水平（通道）變成垂直（到汲極接觸）時，接触电阻表示在閘極電阻下磊晶區的電阻。
  • RJFET是上述尺寸減少造成的不良影響：P注入（如圖1）形成了閘極的寄生JFET電晶體，會減少電流的流動。
  • Rn是磊晶層的電阻，磊晶層的作用是維持截止電壓，Rn直接和元件的電壓額定有關。高壓的MOSFET需要較厚，較少摻雜的磊晶層，也就是高電阻，相對的，低壓的的MOSFET只需要較薄的磊晶層，但摻雜要比較多，也就是低電阻。因此，Rn是高壓MOSFET中，RDSon的主要貢獻來源。
  • RD是汲極電阻，其特性類似RS，代表了電晶體基板的電阻（截面圖是示意圖，未照實際比例，底下的N+層其實是最厚的）以及連接到封裝端子之間的電阻。

崩潰電壓以及導通電阻之間的取捨

圖3：MOSFET的RDSon會隨著電壓額定而提高

在不導通時，功率MOSFET可以等效為PIN二極體（由the P+擴散層、N−磊晶層以及N+基板組成）。在這個高度不對稱的結構逆向偏壓時，無載子的區域會往低摻雜的區域擴展，也就是N−層的上方。表示這一層需要承受不導通時，大部份汲極到源極的電壓。

不過當MOSFET在導通狀態時，N−層沒有功能，而且，因為是低摻雜的區域，其本質電阻無法忽略，會加在導通時的電阻RDSon當中（就是圖2中的電阻Rn）。

二個主要的參數決定了電晶體的崩潰電壓以及RDSon：摻雜程度以及N−磊晶層厚度。磊晶層厚度越厚，摻雜越少，崩潰電壓越高。相反的，磊晶層厚度越薄，摻雜越多，RDSon越低（MOSFET的導通損失也會越少）。因此這是MOSFET設計上的取捨，在電壓額定以及導通電阻之間進行取捨[來源請求]，這也是圖3所描述的。

本體二極體

在圖1中可以看到，MOSET的工作原理只要源極連接到N+區，但源極的金屬化連接了N+和P+的注入部份。若有這樣的情形出現，會形成在N摻雜源極以及汲極之間的浮動的P區，可以等效為NPN電晶體，有一個未連接的基極。在特定情形下（例如汲極有大電流、汲極到源極的電壓有數伏特的大小），會觸發雜散NPN電晶體，使得MOSFET不可控。P注入層到源極金屬化部份的連接會使雜散電晶體的基極對射極短路（MOSFET的源極），因此不會有了寄生鎖存效應。

不過這解法在MOSFET的汲極（陰極）和源極（陽極）之間產生了二極體（本體二極體，body doide），使其只能單一方向阻隔電流。

在H桥或半橋的電路組態中，若是電感性負載，可以把本體二極體用來作為续流二极管。這些二極管的順向導通壓降會比較高，但可以承受大電流，在許多的應用中已經足夠，而且可以節省元件個數，減少設備的成本以及電路板的大小。

切換特性

圖4：功率MOSFET中本質電容的位置

功率MOSFET是單載子元件，可以高速進行切換。沒有雙載子元件需要移除少數載子的問題。不過功率MOSFET的切換速度仍有本質上的限制，就是MOSFET中的內部電容（如圖4）。在MOSFET切換時，需要將電容器充電及放電。流進閘極電容的電流會受到外部驅動電路的限制，因此充放電的速度會比較慢。若不考慮功率電路中的電感，驅動電路會主控MOSFET的切換速度。

電容

在MOSFET的datasheet（英语：datasheet）中，電容會用Ciss（汲極和源極短路時的輸入電容）、Coss（閘極和源極短路時的輸出電容）、Crss（源極短路到地時的反向傳遞電容）。這些電容和內部電容的關係如下：

其中CGS、CGD和CDS是閘極對源極、閘極對汲極、汲極對源極的電容。供應商選用Ciss、Coss和Crss來標示的原因是可以直接量測。而CGS、CGD和CDS比較接近物理上的意義，條目後續內容也會用此方式說明。

閘極對源極電容

閘極對源極電容CGS是由CoxN+、CoxP和Coxm的並聯連接組成（如圖4）。N+和P區都是高度摻雜的區域，這二部份的電容可以視為是常數，Coxm是多晶矽閘極和金屬源極之間的電容，也是常數。因此一般會將CGS視為是常數，不會隨電晶體的狀態而改變。

閘極對汲極電容

閘極對汲極電容CGD可以視為二個基本電容串聯後所組成。第一個是氧化層的電容（CoxD），是由閘極電極、二氧化矽以及上方N磊晶層所產生，這個電容是定值。第二個電容（CGDj）是因為MOSFET不導通時，空乏層的擴展所產生，因此和源極及汲極之間的電壓有關。CGD的值為：

空乏層的寬度為[33]

其中是矽的电容率，q是電子電荷，N是摻雜程度。CGDj的值可以用平板電容器的公式來近似：

其中AGD是源極及汲極重疊部份的面積，因此：

可以看出CGDj（以及CGD）的電容值會隨源極及汲極的電壓而改變。若電壓是增加，則電容也會增加。若MOSFET在導通態，CGDj短路，閘極對汲極電容等於CoxD，為一定值。

汲極對源極電容

因為源極的金屬化會覆蓋P井（如圖1），汲極和源極的端子會被PN结隔開，因此CDS即為PN结的電容，電容是非線性電容，可以用類似CGDj的公式求得。

其他有關動態響應的元件

功率MOSFET的等效電路，包括電容、電感、雜散電阻、本體二極體

包裝電感

MOSFET的晶元需要和和外部的電路連接，多半會用打線接合的方式連接到MOSFET的端子（目前也在研究其他的接方式）。接線中會有雜散電感，這不是專門針對MOSFET的技術，但若在高速切換下，會有很明顯的效應。雜散電感會使電流維持定值，在晶體關閉時會產生大電壓，因此會增加切換損。

雜散電感在MOSFET的每一個端子都會出現，其影響不同：

  • 閘極電感很小（假設小於數百nF），原因是閘極的電流梯度比較慢，。不過有時閘極電感和電晶體的輸入電容器會產生振荡，可能會產生很大的切換損失，甚至會破壞設備，因此要設法避免。在一般的設計中，會維持雜散電感很低，讓此一現象不會出現。
  • 汲極電感會在MOSFET導通時設法減少汲極電壓，因此可以降低切換導通損失（turn-on loss）。不過在關斷MOSFET時也會產生大電壓，因此會增加關斷損失（turn-off loss）。

相關條目

參考資料

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延伸閱讀

  • "Power Semiconductor Devices", B. Jayant Baliga, PWS publishing Company, Boston. ISBN 0-534-94098-6
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